用于大功率便攜式揚(yáng)聲器（如推車揚(yáng)聲器）的音頻放大器通常使用鋰離子電池，這些電池可以是單節(jié)電池，也可以是幾節(jié)串聯(lián)電池。設(shè)計(jì)人員通常使用升壓轉(zhuǎn)換器為音頻放大器產(chǎn)生電壓，因?yàn)閾P(yáng)聲器的功耗可能超過(guò)幾百瓦。
    出于成本考慮，大功率音頻放大器的一種方法是在并聯(lián)的主從配置中使用兩個(gè)升壓轉(zhuǎn)換器，其中從轉(zhuǎn)換器的反饋電壓節(jié)點(diǎn)接地，其 COMP 電壓節(jié)點(diǎn)連接到主轉(zhuǎn)換器的 COMP 電壓節(jié)點(diǎn)。由于 COMP 節(jié)點(diǎn)電壓決定了功率電感的峰值電流，從轉(zhuǎn)換器跟蹤主轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生相同的峰值電流，從而實(shí)現(xiàn)兩個(gè)轉(zhuǎn)換器之間的負(fù)載共享。
    這種方法在峰值電流平衡方面簡(jiǎn)單且有效。然而，決定實(shí)際功率的是不同于電感峰值電流的直流電流。電感值的不匹配不可避免地導(dǎo)致兩個(gè)轉(zhuǎn)換器中的直流電流不同，即使它們的峰值電流相同。更糟糕的是，兩個(gè)轉(zhuǎn)換器中的峰值電流很容易偏移 20% 以上，導(dǎo)致固有電路參數(shù)容差導(dǎo)致更大的均流誤差，例如：
    脈寬調(diào)制 (PWM) 控制器從 COMP 引腳到 PWM 比較器的內(nèi)部偏移電壓。
    電流檢測(cè)電阻器以及電流檢測(cè)放大器的增益（如果適用）。
    疊加在電流檢測(cè)信號(hào)上的斜率補(bǔ)償信號(hào)。
    其結(jié)果是功率共享不平衡，一個(gè)轉(zhuǎn)換器過(guò)熱，如果不采用更昂貴的熱管理方案，這種情況會(huì)顯著降低系統(tǒng)的整體可靠性。
    但是，還有其他選擇。本文將討論簡(jiǎn)單的均流方案，并提出一種化并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器之間直流均流誤差的方法，包括作為概念證明的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

    均流控制方案及工作原理

    圖 1顯示了一種電流共享控制方案，其中附屬設(shè)備被迫提供與主設(shè)備相同的負(fù)載電流。共享控制電路由：
    運(yùn)算放大器(op amp) U1
    電流檢測(cè)電阻 R SN1和 R SN2
    由R 1和R 3以及R 2和R 4形成的電阻分壓器
    可選的感應(yīng)濾波電容 C 1和 C 2
    補(bǔ)償電容 C 3以穩(wěn)定共享控制回路
    共享控制電阻R 5
    圖 1在這種均流控制方案中，附屬設(shè)備被迫提供與主設(shè)備相同的負(fù)載電流。資料
    假設(shè) U1 是一個(gè)理想的運(yùn)算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4。如果 I O2變得大于 I O1（U1 的輸出電壓），V C將增加。因此，F(xiàn) B2電壓將升高，降低 V O2和 I O2直到 I O2 = I O1。同樣，如果 I O2變得小于 I O1，電路將迫使 V O2和 I O2增加以達(dá)到 I O2 = IO1。簡(jiǎn)而言之，I O2將跟蹤 I O1以實(shí)現(xiàn)平衡均流。
    在穩(wěn)定狀態(tài)下，直流電流 I O1、 I O2和 I OUT滿足公式 1：
    分析電流平衡誤差
    實(shí)際上，沒(méi)有任何電路參數(shù)是完美的。兩個(gè)因素給圖 1 所示的電路引入了均流誤差：R SN1、R SN2、R 1、R 2、R 3和 R 4的電阻值容差，以及 U1 的輸入失調(diào)電壓和偏置電流.

    為了限度地減少電流平衡誤差，在所有六個(gè)位置使用E96系列中的電阻器（具有 0.1% 的容差）會(huì)將它們對(duì)均流誤差的影響限制在 0.6% 以下。

    圖 2這是 U1 的等效電路。資料：德州儀器
    我們來(lái)分析一下U1引起的錯(cuò)誤。假設(shè)U1的輸入失調(diào)電壓為V OS，失調(diào)電流為I OS，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和R 3 = R 4。經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單的電路分析后，您可以看到由 V OS和 I OS引起的均分誤差，如公式 2 所示。
    I O = |I O1 – I O2 | = 1/R SN1 (R 1 +R 3 )/R 3 × V OS + R 1 × I OS ) (2)
    等式 2 表明：
    具有更高 V OS和 I OS 的運(yùn)算放大器會(huì)產(chǎn)生更大的誤差。
    較高的 R SN1和 R SN2值有助于減少誤差。
    電阻分壓器的較高電壓階躍比會(huì)導(dǎo)致與 V 相關(guān)的較大誤差。
    如果 R 1 = R 2 = 0 Ω，則消除了I OS引起的錯(cuò)誤。
    然而，在選擇這些設(shè)備時(shí)還有其他限制。具有超低 V OS和 I OS 的運(yùn)算放大器通常很昂貴。大電流檢測(cè)電阻不僅會(huì)導(dǎo)致高功耗，而且成本也會(huì)更高。因此，更具成本效益的方法是優(yōu)化電阻分壓器的選擇。
    優(yōu)化電阻分壓器選擇

    電阻分壓器的降壓比應(yīng)盡可能小。在的情況下，U1 應(yīng)該是一個(gè)運(yùn)算放大器，可以將轉(zhuǎn)換器的輸出電壓作為偏置電源電壓。這是因?yàn)槟S后可以移除每個(gè)分壓器的底部電阻器，如圖3所示。由于 U1 的兩個(gè)輸入引腳處的高阻抗，每個(gè)分壓器頂部電阻器上的壓降可以忽略不計(jì)，從而使 U1 的兩個(gè)輸入能夠直接感測(cè)電流差。直接感測(cè)化感測(cè)誤差和共享誤差。它還消除了電阻分壓器中的靜態(tài)功耗。

    圖 3均流方案顯示了 V OUT何時(shí)可以直接為 U 1供電。資料
    如果不衰減，輸出電壓軌上的開(kāi)關(guān)紋波可能會(huì)影響 U1 的性能。使用C 1和C 2 與R 1和R 2形成低通濾波器將降低U1 輸入端的紋波電壓。因此，R 1和 R 2不得為 0 Ω。在選擇 R 1和 R 2以及 C 1和 C 2的值時(shí)，您必須做出權(quán)衡，這樣您才能以的成本實(shí)現(xiàn)所需的紋波衰減。
    并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器的電流共享
    對(duì)于某些升壓轉(zhuǎn)換器應(yīng)用，V OUT可能超過(guò) U1 的電源電壓額定值。因此，U1 的偏置電源必須具有較低的電壓，例如轉(zhuǎn)換器的偏置電源電壓 V CC。在這種情況下，您必須使用圖 1 中的 R 3和 R 4來(lái)將 V 1和 V 2保持在 U1 的偏置電源電壓之下。這樣做的缺點(diǎn)是電阻分壓器中的共享誤差和相關(guān)功率耗散增加。

    為了提高并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器的性能，圖 4說(shuō)明了一種改進(jìn)的均流控制方案。電流檢測(cè)元件放置在輸入側(cè)。工作原理與圖 1 類似，只是該方案實(shí)現(xiàn)了兩個(gè)轉(zhuǎn)換器輸入電流的均攤平衡。

    圖 4升壓轉(zhuǎn)換器電流共享方案使用并行設(shè)置提供更好的性能。資料
    同樣，假設(shè) U1 是理想運(yùn)算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4，則輸入電流 I IN、I i1和 I i2滿足方程式 3。
    選擇 E96 系列的所有六個(gè)電阻器（0.1% 容差）可以將它們對(duì)共享誤差的影響限制在 <0.6%。U1的失調(diào)電壓和電流的影響與前面分析的相同；即，等式 4 計(jì)算共享誤差如下：
    ?I IN = |I i1 – I i2 | = 1/R SN1 (R 1 + R 3 )/R 3 × V OS + R 1 × I OS ) (4)
    由于升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓低于 V OUT，因此可以降低所需的電阻分壓器的降壓比以獲得更小的共享誤差。如果升壓輸入電壓小于 U1 的偏置電源電壓額定值，U1 可以直接將輸入電壓 V IN作為其偏置電源，并且可以移除 R 3和 R 4以獲得與前面討論的相同的優(yōu)勢(shì)。
    實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    為了證明這個(gè)概念，讓我們?cè)诠蚕砜刂齐娐放赃吺褂脙蓚€(gè)LM5155升壓控制器評(píng)估模塊，如圖 4 所示。由于轉(zhuǎn)換器的輸入電壓為 18 V，為 U1 選擇 LM8261 運(yùn)算放大器可以直接將V IN作為偏置電源，從而消除了 R 3和 R 4。其他選擇是：
    R SN1 = R SN2 = 10mΩ
    R 1 = R 2 = 499 Ω
    C 1 = C 2 = 1 微法
    C 3 = 100納法
    R 5 = 50 千歐
    根據(jù) LM8261 數(shù)據(jù)表，U 1的 V OS為 7 mV， I OS為 400 nA。因此，由 U1 引起的壞情況下的共享誤差為 0.72 A，如公式 4 所示：
    ΔIIN ≤ 1/ 10mΩ ( 7mV + 499Ω × 400nA) = 720mA
    圖 5和圖 6顯示了兩個(gè)典型的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。主轉(zhuǎn)換器和輔助轉(zhuǎn)換器之間的輸入均流誤差小于 120 mA，遠(yuǎn)小于壞情況下的 720 mA 誤差。
    圖5顯示了在 V IN = 8 V 和 98 W 負(fù)載下輸入電流共享的結(jié)果。資料
    圖 6顯示了在 V IN = 8 V 和 72 W 負(fù)載下輸入均流的結(jié)果。資料
    所提出的概念還應(yīng)用于典型手推車揚(yáng)聲器的9-16 V輸入至 50 V輸出、300 W 電源的參考設(shè)計(jì)，該電源在主配置和輔助配置中由兩個(gè) 150 W LM5155 升壓轉(zhuǎn)換器組成。
    由于升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓通常低于輸出電壓，因此將感測(cè)控制電路置于輸入側(cè)有助于減少均流誤差。本文提出的方案可能是一種用于拉桿箱喇叭的高升壓比升壓變換器的解決方案。在此類應(yīng)用中，輸入通常是 12V 電池，輸出電壓大于 40V，需要并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器支持超過(guò) 300W 的高保真音頻放大器，例如 TPA3221。通過(guò)這種方案，并聯(lián)轉(zhuǎn)換器可以實(shí)現(xiàn)相當(dāng)平衡的功率共享。