噪聲分為共模或差模，具體取決于其傳導(dǎo)方式。如果我們不能正確識(shí)別噪聲模式，則可能會(huì)在電路中添加不適當(dāng)?shù)脑肼曇种平M件，從而使噪聲情況變得更糟。在本文中，我們將討論共模噪聲的解決方案：共模扼流圈 (CMC)，它可以衰減共模信號(hào)，同時(shí)允許差分信號(hào)在理想情況下無(wú)衰減地通過(guò)。
　　之前的一篇文章介紹了 USB、HDMI 和以太網(wǎng)等高速差分?jǐn)?shù)字接口中的共模噪聲問(wèn)題。CMC 在這些和其他差分?jǐn)?shù)據(jù)傳輸應(yīng)用中非常有用。它們還用于濾除開關(guān)模式電源和交流/直流整流器中電源線的噪聲。圖 1 顯示了 CMC 的兩種不同應(yīng)用。

　　CMC 在電源線和信號(hào)線濾波中的應(yīng)用。

　　圖 1. CMC 在電源線和信號(hào)線濾波中的應(yīng)用。圖片由村田制作所提供
　　CMC 如何運(yùn)作？
　　共模扼流圈由纏繞在磁芯上的兩個(gè)繞組組成。圖 2 顯示了用于電源線濾波應(yīng)用的 CMC。

　　適用于電力應(yīng)用的 CMC。

　　圖 2.用于電源應(yīng)用的 CMC。圖片由Octopart提供
　　繞組相對(duì)于彼此的方向在 CMC 的運(yùn)行中起著關(guān)鍵作用。選擇它們是為了使器件對(duì)共模信號(hào)呈現(xiàn)高阻抗，同時(shí)在很大程度上不受影響地傳遞差分信號(hào)。
　　我們可以利用法拉第定律和右手定則來(lái)理解 CMC 的工作原理?？紤]圖 3 中的電流，該圖顯示了施加差分信號(hào)時(shí)的 CMC。

　　CMC 由差分信號(hào)激勵(lì)。

　　圖 3.由差分信號(hào)激勵(lì)的 CMC。圖片由Pulse Electronics提供

　　通過(guò)差分信號(hào)，兩個(gè)繞組產(chǎn)生大小相等但方向相反的磁通量。由于磁通量相互抵消，濾波器對(duì)信號(hào)的影響應(yīng)該可以忽略不計(jì)，使其能夠以的衰減通過(guò)。由于這種磁通抵消，差分信號(hào)無(wú)法驅(qū)動(dòng) CMC 磁芯進(jìn)入飽和狀態(tài)。

　　圖 4 顯示了 CMC 如何響應(yīng)共模信號(hào)。
　　CMC 由共模信號(hào)激勵(lì)。
　　圖 4.由共模信號(hào)激勵(lì)的 CMC。圖片由Pulse Electronics提供
　　對(duì)于共模信號(hào)，兩個(gè)繞組的磁通量方向相同，產(chǎn)生很大的感抗。通過(guò)呈現(xiàn)高阻抗，該器件可以有效抑制線路中的高頻共模噪聲。
　　計(jì)算差分和共模阻抗
　　為了量化上述定性描述，我們來(lái)計(jì)算 CMC 的差分和共模阻抗。圖 5 由兩個(gè)耦合電感器組成，代表了我們可以使用的簡(jiǎn)單的電路模型。對(duì)于差分阻抗計(jì)算，我們應(yīng)用差分信號(hào)并將輸出連接到地。

　　用于計(jì)算差分阻抗的 CMC 簡(jiǎn)單電路模型。

　　圖 5.用于計(jì)算差分阻抗的 CMC 簡(jiǎn)單電路模型。圖片由 Steve Arar 提供
　　在上述模型中，R代表繞組的銅損。各繞組的阻抗為：

　 Zdm = VsI1 = jLω ? jMω + R ≈ R

     等式 1。

　　其中假設(shè)繞組之間存在耦合 ( L 1 = L 2 = M )。這意味著濾波器理想地對(duì)差分信號(hào)呈現(xiàn)較小的電阻阻抗。正如我們將在本文后面討論的那樣，該阻抗應(yīng)保持盡可能低。

　　圖 6 對(duì)同一電路中的共模激勵(lì)進(jìn)行了建模。
　　用于計(jì)算共模阻抗的 CMC 簡(jiǎn)化模型。
　　圖 6.用于計(jì)算共模阻抗的 CMC 簡(jiǎn)化模型。圖片由 Steve Arar 提供
　　此時(shí)，各繞組的阻抗為：

　Zcm = VsI1 = jLω + jMω + R ≈ jω(2L)　　

   等式2。

　　其中L R。因此，共模輸入阻抗非常高，特別是在兩個(gè)繞組之間存在強(qiáng)耦合的頻率下。如果 CMC 使用磁芯，則耦合（以及擴(kuò)展的共模阻抗）在較低頻率下會(huì)更高，此時(shí)磁芯可以更有效地提高電感。
　　如果我們使用兩個(gè)非耦合電感器會(huì)怎樣？
　　盡管我們可以使用非耦合電感器來(lái)抑制差分和共模噪聲，但 CMC 比單獨(dú)的電感器具有一些重要的優(yōu)勢(shì)。例如，由于差模勵(lì)磁期間的磁通抵消，CMC 的磁芯在正常運(yùn)行期間不會(huì)飽和。即使當(dāng)電路中流過(guò)相對(duì)較大的電流時(shí)也是如此。因此，更容易使用 CMC 對(duì)大電流線路（例如 AC/DC 電源線路）進(jìn)行噪聲抑制。

　　在高速數(shù)字接口中，CMC 對(duì)差分信號(hào)不可見這一事實(shí)也代表了一個(gè)優(yōu)勢(shì)。圖 7 說(shuō)明了使用非耦合和耦合電感器濾除差分信號(hào)中的噪聲之間的差異。

　　使用非耦合電感器 (a) 和耦合電感器 (b) 濾波之前和之后的差分信號(hào)
　　圖 7.使用非耦合電感器 (a) 和 CMC (b) 進(jìn)行濾波之前和之后的差分信號(hào)。圖片由村田制作所提供
　　在圖 7(a) 中，使用了兩個(gè)獨(dú)立的電感器。濾波效果會(huì)平滑邊緣并使信號(hào)失真。上升時(shí)間的增加可能會(huì)損害信號(hào)完整性并導(dǎo)致碼間干擾。相比之下，圖 7(b) 中所示的理想 CMC 根本不會(huì)減慢邊緣速度。
　　阻抗隨頻率的變化
　　在圖 5 和圖 6 中，我們使用兩個(gè)耦合電感器對(duì) CMC 進(jìn)行建模。這個(gè)簡(jiǎn)化的電路模型忽略了繞組的寄生電容。通過(guò)考慮繞組內(nèi)電容，我們獲得了圖 8 中更精細(xì)的模型。

　　共模勵(lì)磁 CMC 的等效電路模型。

　　圖 8.共模激勵(lì)的 CMC 等效電路模型。圖片由Abracon提供
　　繞組電容在 CMC 的頻率響應(yīng)中起著關(guān)鍵作用。將并聯(lián) RLC 電路置于等效模型的意味著存在一個(gè)諧振頻率，在該頻率下并聯(lián) LC 電路的行為類似于開路。在此頻率下，并聯(lián) RLC 電路的阻抗達(dá)到值，等于R ac。
　　低于諧振頻率時(shí)，電路表現(xiàn)為電感式。然而，當(dāng)我們的頻率高于諧振頻率時(shí)，電路的行為就會(huì)變成電容性的。圖 9 顯示了 Pulse Electronics 的幾種不同 CMC 的阻抗如何隨頻率變化。

　　多個(gè) CMC 的共模阻抗。

　　圖 9.多個(gè) CMC 的共模阻抗。圖片由Pulse Electronics提供
　　如果制造商沒(méi)有提供 CMC 模型，我們可以使用實(shí)驗(yàn)室測(cè)量來(lái)估計(jì)圖 8 中模型的參數(shù)。然后可以使用該模型來(lái)模擬 CMC對(duì)共模噪聲的影響。
　　選擇共模扼流圈
　　選擇共模扼流圈時(shí)，應(yīng)同時(shí)考慮其共模阻抗和差模阻抗。差分阻抗應(yīng)盡可能低，以便所需信號(hào)可以不受影響地通過(guò)。濾波器抑制噪聲的能力直接取決于其共模阻抗，但是共模阻抗越高，噪聲抑制效果越好。

　　我們還需要考慮共模阻抗如何隨頻率變化，以確保其在感興趣的頻率范圍內(nèi)處于可接受的高水平。請(qǐng)注意，較高的共模阻抗通常對(duì)應(yīng)于較大的元件尺寸，這可能更難適應(yīng)密集的 PCB 設(shè)計(jì)。

　　圖 10 顯示了 Murata 的兩個(gè) CMC 的差分和共模阻抗。
　　CMC 數(shù)據(jù)表中的差分和共模阻抗與頻率圖。
　　圖 10. CMC 數(shù)據(jù)表提供了差分和共模阻抗與頻率的關(guān)系。圖片由村田制作所提供
　　上圖中，DLMNSN900HY2 的共模阻抗在 900 MHz 左右時(shí)大于 2 kΩ。其同頻率下的差分阻抗約為200Ω。DLM0NSN500HY2 的共模阻抗在大約 1,000 MHz 時(shí)達(dá)到 1 kΩ 以上的峰值，此時(shí)其差分阻抗僅為 100 Ω 左右。
　　一些數(shù)據(jù)表還繪制了不同頻率下的差模插入損耗。上述 Murata 器件的插入損耗曲線如圖 11 所示。

　　Murata 的兩個(gè) CMC 的插入損耗。

　　圖 11. Murata 的兩種 CMC 的插入損耗。圖片由村田制作所提供
　　兩種不同的纏繞方法：雙股纏繞和分段纏繞
　　CMC 可以使用雙線或分段繞組。兩者均如圖 12 所示。

　　CMC 中使用的雙線和分段繞組。

　　圖 12. CMC 中使用的雙線（左）和分段（右）繞組。圖片由Würth Elektronik提供