摘　要:針對開關(guān)穩(wěn)壓器中負載電流檢測難以同時做到準確、同步和結(jié)構(gòu)簡單這一難題,結(jié)合自己多年工作經(jīng)驗,提出了一種新穎的開關(guān)穩(wěn)壓器負載電流檢測的新方法。其基本原理是利用斷續(xù)模式(DCM) 下負載電流與同步管柵極驅(qū)動信號N_DRV 的同步關(guān)系,通過檢測該柵極信號來檢測開關(guān)穩(wěn)壓器的輸出負載電流。這種方法不僅使負載電流檢測同步和準確,且同時克服檢測電感平均電流帶來的電路結(jié)構(gòu)復雜及實現(xiàn)上的困難。該電路經(jīng)過HSpice 仿真驗證,其僅消耗5μA 的靜態(tài)電流,工作狀態(tài)良好。

　　0 　引　言

　　隨著電子產(chǎn)品向小型化、便攜化的趨勢發(fā)展,單片集成的高效、低電源電壓DC-DC 變換器被廣泛應用。在許多電源管理IC 中都用到了電流檢測電路。在電流模式PWM 控制DC-DC 變換器中,電流檢測模塊是組成電流環(huán)路的重要部分,用于檢測流過功率管和電感上的電流,并通過將電流檢測結(jié)果和電壓環(huán)路的輸出做比較,實現(xiàn)脈寬調(diào)制的效果。在電壓模式PWM 控制DC-DC 變換器、LDO、Charge Pump 等電路中,它還可以用作開路、短路、過流等節(jié)能和保護性目的。傳統(tǒng)的電流檢測方法有3 種:

　　(1) 利用功率管的RDS進行檢測;

　　(2) 使用檢測場效應晶體管檢測;

　　(3) 場效應晶體管與檢測電阻結(jié)合。針對開關(guān)穩(wěn)壓器,不同于傳統(tǒng)的電流檢測方式,本文提出了一種新穎的電流檢測方法。

　　1 　傳統(tǒng)的電流檢測方法

　　1. 1 　利用功率管的RDS進行檢測( RDS SENSIN G)

　　當功率管(MOSFET) 打開時,它工作在可變電阻區(qū),可等效為一個小電阻。MOSFET 工作在可變電阻區(qū)時等效電阻為:

　　式中:μ為溝道載流子遷移率; COX 為單位面積的柵電容;V TH 為MOSFET 的開啟電壓。

　　如圖1 所示,已知MOSFET 的等效電阻,可以通過檢測MOSFET 漏源之間的電壓來檢測開關(guān)電流。

　　這種技術(shù)理論上很完美,它沒有引入任何額外的功率損耗,不會影響芯片的效率,因而很實用。但是這種技術(shù)存在檢測太低的致命缺點:

　　(1) MOSFET 的RDS本身就是非線性的。

　　(2) 無論是芯片內(nèi)部還是外部的MOSFET ,其RDS受μ, COX ,V TH影響很大。

　　(3) MOSFET 的RDS隨溫度呈指數(shù)規(guī)律變化(27～100 ℃變化量為35 %) 。

　　可看出,這種檢測技術(shù)受工藝、溫度的影響很大,其誤差在- 50 %～ + 100 %。但是因為該電流檢測電路簡單,且沒有任何額外的功耗,故可以用在對電流檢測不高的情況下,如DC2DC 穩(wěn)壓器的過流保護。

圖1 　利用功率管的RDS進行電流檢測

　　1. 2 　使用檢測場效應晶體管(SENSEFET)

　　這種電流檢測技術(shù)在實際的工程應用中較為普遍。它的設計思想是: 如圖2 在功率MOSFET 兩端并聯(lián)一個電流檢測FET ,檢測FET 的有效寬度W 明顯比功率MOSFET 要小很多。功率MOSFET 的有效寬度W 應是檢測FET 的100 倍以上(假設兩者的有效長度相等,下同) ,以此來保證檢測FET 所帶來的額外功率損耗盡可能的小。節(jié)點S 和M 的電流應該相等,以此來避免由于FET 溝道長度效應所引起的電流鏡像不準確。

圖2 　使用場效應晶體管進行電流檢測

　　在節(jié)點S 和M 電位相等的情況下,流過檢測FET的電流IS 為功率MOSFET 電流IM 的1/ N ( N 為功率FET 和檢測FET 的寬度之比) , IS 的值即可反映IM 的大小。

　　1. 3 　檢測場效應晶體管和檢測電阻相結(jié)合

　　如圖3 所示,這種檢測技術(shù)是上一種的改進形式,只不過它的檢測器件不是FET 而是小電阻。在這種檢測電路中檢測小電阻的阻值相對來說比檢測FET 的RDS要很多,其檢測也相對來說要高些,而且無需專門電路來保證功率FET 和檢測FET 漏端的電壓相等,降低了設計難度,但是其代價就是檢測小電阻所帶來的額外功率損耗比種檢測技術(shù)的1/ N ² 還要小( N 為功率FET 和檢測FET 的寬度之比) 。此技術(shù)的缺點在于,由于M1 ,M3 的V DS不相等(考慮VDS對IDS的影響), IM 與IS 之比并不嚴格等于N ,但這個偏差相對來說是很小的,在工程中N 應盡可能的大, RSENSE應盡可能的小。在高效的、低壓輸出、大負載應用環(huán)境中,就可以采用這種檢測技術(shù)。

圖3 　場效應晶體管與電阻相結(jié)合進行電流檢測

　　2 　新型的電流檢測方法

　　在圖4 中,N_DRV 為BUCK穩(wěn)壓器的同步管柵極驅(qū)動信號,N_DRV_DC 為N_DRV 經(jīng)過1 個三階RC低通濾波器之后濾出的直流分量,并且該直流分量為比較器的一端輸入,比較器的另一端輸入為一基準電壓值BIAS3 ,比較器的輸出LA28 (數(shù)字信號,輸出到芯片的控制邏輯) 為DC2DC 負載電流狀態(tài)檢測信號。

圖4 　新型電流檢測方法基本原理等效架構(gòu)圖

　　該電流檢測電路的作用如下:

　　在一個穩(wěn)壓器芯片中, 既包括一個DC2DC(BUCK) , 又包括一個LDO , 中載和重載時工作于PWM 模式,輕載時(約為3 mA 以下) 工作于LDO 下,而本文提出電流檢測電路的作用是:當其負載電流小于一定值時(此時開關(guān)穩(wěn)壓器處于DCM 模式下) ,LA28電平跳遍,實現(xiàn)PWM 模式向LDO 模式的模式切換。

　　這里需要注意的是,如果對輸出負載電流直接進行檢測或是通過將電感電流取平均值的方式來檢測輸出負載電流,則將會帶來電路實現(xiàn)上的困難。而在此提出的這種檢測方法卻不存在這個問題。該架構(gòu)圖是DC2DC 負載電流狀態(tài)檢測電路的等效圖。其作用是當DC2DC 負載電流低于3 mA 時,其輸出信號LA28 由高變低,從而實現(xiàn)PWM 模式向LDO的切換。它的基本原理是利用DCM 模式下(當負載電流為3 mA 時,DC2DC 處于DCM 模式下) 負載電流與開關(guān)管柵極驅(qū)動信號N_DRV 的關(guān)系,通過檢測N_DRV 來監(jiān)控輸出負載電流的變化,從而實現(xiàn)當負載電流低于3 mA時PWM 模式向LDO 的切換。下面將用圖5 來說明該電路檢測負載電流的原理。

圖5 　檢測DCDC 負載電流的基本原理

　　圖5 是DCM 模式下電感電流IL 與同步管柵極驅(qū)動信號N_DRV 的波形圖。

　　又由于每個周期通過電感輸出到負載的電荷量是不變的,故有。其中: T 為開關(guān)周期; IOUT 為輸出負載電流。

　　從上面幾式得:

　　現(xiàn)在再來分析圖4 ,在頻域內(nèi),從N_DRV 到N_DRV_DC 的系統(tǒng)傳遞函數(shù)為:

　　故圖4 中的R 與C 組成的網(wǎng)絡是1 個三階的RC 低通濾波器。下面計算N_DRV_DC ,從t = 0 接入脈寬為ΔT ,周期為T 的周期性矩形脈沖信號N_DRV , 其復頻域的象函數(shù)為

　　故N_DRV_DC 的象函數(shù)為:

　　需要注意的是,在設計三階RC 低通濾波器時,其帶寬應設置得遠小于DC2DC 的振蕩器頻率(即N _DRV 的頻率) ,以保證很好地濾出N_DRV 中的高頻分量;但也不宜設置得太小,否則所使用的電阻和電容將會比較大。

　　當DC2DC 負載電流減小,N_DRV_DC 也會減小,若減小至N_DRV_DC = BIAS3 時,比較器開始由高變低,芯片將從PWM 模式進入LDO 模式。設此時的負載電流為ILDO(ON) ,則:

　　由上式可知,DC2DC 向LDO 的切換閾值ILDO(ON)與電感值L 成反比。

　　終的電流檢測實現(xiàn)電路如圖6 所示。由于該電路原理比較簡單,分析從略。

圖6 　終的電流檢測實現(xiàn)電路

　　3 　仿真結(jié)果數(shù)據(jù)

　　仿真結(jié)果數(shù)據(jù)如表1 所示。TA = 25 ℃,L =2. 2μH。

　　4 　結(jié)　語

　　提出了一種開關(guān)穩(wěn)壓器電流檢測的新方法,通過檢測DCM 模式下同步管柵極驅(qū)動信號,實現(xiàn)對輸出負載電流的檢測,從而得出芯片從PWM 模式向LDO 模式的切換。由此解決了通過檢測電感平均電流而使的電路實現(xiàn)的困難。經(jīng)過HSpice 仿真驗證,其僅消耗5μA的靜態(tài)電流。該種檢測方法主要適用于需要對開關(guān)穩(wěn)壓器的DCM 模式下負載電流進行檢測的場合。