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式( 1) 計(jì)算dmax為0. 5、dmin為0. 13。 取電感器電流的變化量為半載時(shí)輸入電流的30 %,即: 最壞的情況為占空比最小的時(shí)候,根據(jù)電流臨界連續(xù)條件求得電感值為: 實(shí)際取值500 μh。 2. 1. 2 主開關(guān)管選取 主開關(guān)管承受的最大漏源電壓為最大輸出電壓36 v,考慮到過(guò)載條件,開關(guān)管最大實(shí)際漏源電流為: 考慮到實(shí)際電壓電流尖峰和沖擊,電壓電流耐量分別取2. 5 和2 倍裕量,即應(yīng)選取耐壓高于90 v,最大電流12 a。實(shí)際選用irf3710 型mos 管,最大漏源電壓100 v,最大漏極電流57 a,通態(tài)電阻25 mω,最高開關(guān)頻率超過(guò)1 mhz。 2. 1. 3 快恢復(fù)二極管選取 二極管選取依據(jù)是通態(tài)平均電流: 式中,η 為波形系數(shù); if( av) 是實(shí)際通態(tài)平均電流。考慮到實(shí)際系統(tǒng)控制時(shí)占空比的變動(dòng)性,依據(jù)最大峰值電流( 5. 75 a) 選取fr607。 2. 1. 4 輸出濾波電容選取 設(shè)計(jì)輸出電壓的紋波小于200 mv,考慮到負(fù)載電流可能達(dá)到3 a,濾波電容cf計(jì)算如下: 實(shí)
微安),進(jìn)行前置放大及相關(guān)模擬處理后得到表示位移的模擬電壓信號(hào),經(jīng)過(guò)處理的此二路信號(hào)分別送入dsp片內(nèi)a/d轉(zhuǎn)換器的1、2通道進(jìn)行模/數(shù)變換。圖4 2.2.3 pwm調(diào)制及驅(qū)動(dòng) 核心程序計(jì)算出控制量后進(jìn)行pwm調(diào)制、功率驅(qū)動(dòng)后輸出到作動(dòng)器中。pwm調(diào)制在片內(nèi)完成,而功率驅(qū)動(dòng)則需依靠外加的驅(qū)動(dòng)電路來(lái)完成。商品化的pwm驅(qū)動(dòng)器體積大、價(jià)格昂貴,在此采用了瞬息萬(wàn)變制的小功率pwm驅(qū)動(dòng)器,其電路圖如圖4所示。ir2110完成初次驅(qū)動(dòng),將來(lái)自dsp的ttl電平轉(zhuǎn)化為12w電平輸出,推動(dòng)由四個(gè)功率管irf3710構(gòu)成的h橋進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作,h橋再驅(qū)動(dòng)作動(dòng)器施加控制力。 2.3 控制器軟件 2.3.1 控制算法 控制算法是整個(gè)系統(tǒng)的核心,要求較高的實(shí)時(shí)性和一定的自適應(yīng)能力。算法由兩部分組成,如圖5所示,上半部分根據(jù)隔振對(duì)象相對(duì)位移輸入完成的控制量的計(jì)算,下半部分根據(jù)隔振對(duì)象加速度反饋完成控制參數(shù)的實(shí)時(shí)優(yōu)化。算法先根據(jù)式(5)估算出各個(gè)系數(shù)的值,運(yùn)用pid算法根據(jù)隔振對(duì)象加速度反饋輸入依次對(duì)各系數(shù)進(jìn)行校正,得到最優(yōu)控制參數(shù)。之后脫離pid算法,完全依靠式(5)計(jì)算輸出。當(dāng)中環(huán)境發(fā)生變化,控制效果變差時(shí),再
需要三個(gè)電流互感器測(cè)量三相電流,具體實(shí)現(xiàn)時(shí)成本較高,開關(guān)噪聲較大。另外,在永磁無(wú)刷直流電機(jī)系統(tǒng)仿真時(shí),應(yīng)體現(xiàn)出脈寬調(diào)制(pwm)的作用。從仿真結(jié)果來(lái)看,上述模型基本上還是屬于模擬控制系統(tǒng)。以上這些模型與目前永磁無(wú)刷直流電機(jī)控制普遍采用的基于數(shù)字信號(hào)處理器(dsp)的轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)數(shù)字控制系統(tǒng)不符合。 本文中系統(tǒng)模型根據(jù)實(shí)際磁懸浮飛輪用無(wú)刷直流電機(jī)dsp數(shù)字控制系統(tǒng)構(gòu)建。實(shí)際系統(tǒng)采用ti公司的dsp tms320lf2407作為主控制器,ir2130作為三相逆變橋的驅(qū)動(dòng)芯片,mosfet管irf3710組成三相逆變橋,對(duì)直流電源輸出的母線電流進(jìn)行采樣,dsp輸出6路脈寬調(diào)制pwm信號(hào)對(duì)電機(jī)的相電流和轉(zhuǎn)速進(jìn)行控制。電機(jī)系統(tǒng)框圖如圖1所示。 圖1磁懸浮飛輪用bldc系統(tǒng)框圖 dsp控制系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)數(shù)字串級(jí)控制,主環(huán)為速度環(huán),副環(huán)為電流環(huán)。根據(jù)霍爾信號(hào)計(jì)算出電機(jī)速度反饋值,與給定的轉(zhuǎn)速值進(jìn)行比較后,進(jìn)行pl增量式調(diào)節(jié),輸出電流調(diào)節(jié)環(huán)的給定值,其算法如式(2-7)所示:i(k)=i(k-1)+kpv[ev(k)-ev(k-1)+kiev(k) 式中,i(k)為第乃次速
波并穩(wěn)壓之后,再通過(guò)直流降壓斬波器控制為穩(wěn)定的直流電壓。同步整流buck直流降壓斬波器具有高效率、低電壓、大電流的特點(diǎn),是開關(guān)電源的一種首選拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),只要輸出濾波電感值選擇較小,還可以實(shí)現(xiàn)快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)和高功率密度。 圖 能量釋放控制系統(tǒng)主體拓?fù)鋱D 以上所述拓?fù)鋱D主要由電感、電容、mosfet、二極管、放大器等組成。由電機(jī)輸出的三相電壓首先經(jīng)過(guò)三相二極管整流橋整流為脈動(dòng)的直流,然后通過(guò)電感l(wèi)1及電容c1、c2組成的低通濾波電路濾去高頻紋波并穩(wěn)壓之后,再與降壓斬波器部分mosfet irf3710的漏極d極連接,并且在mosfet的源極s極和地之間反并聯(lián)一只二極管,mosfet的柵極g極由dsp發(fā)出的控制信號(hào)通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路控制mosfet的通斷,mosfet此時(shí)工作在開關(guān)狀態(tài)。 通過(guò)對(duì)電壓、電流信號(hào)采樣和反饋輸入,再經(jīng)由apfc經(jīng)過(guò)運(yùn)算以后,最終通過(guò)三角波比較法生成開關(guān)管的pwm控制信號(hào)。其中,va為電壓誤差放大器,ca為電流誤差放大器,m為乘法器。在經(jīng)過(guò)mosfet之后通過(guò)的續(xù)流電感l(wèi)1值應(yīng)選稍大些,這樣可以使負(fù)載電流連續(xù)且脈動(dòng)小,再經(jīng)過(guò)一個(gè)穩(wěn)壓電容,濾去高頻紋波電壓脈動(dòng),最終獲得
高頻紋波并穩(wěn)壓之后,再通過(guò)buck直流降壓斬波器控制為穩(wěn)定的直流電壓,其電路如圖所示。 圖 二極管整流橋及buck電路圖 采用的降壓斬波器為單開關(guān)buck型(降壓型),輸出電流恒定,輸出電壓較低,工作于斷續(xù)電流模式(dcm)。轉(zhuǎn)換電路主要由電感、電容、mosfet、二極管等組成。電機(jī)輸出的三相電壓首先經(jīng)過(guò)三相二極管整流橋(6只快恢復(fù)二極管mur1560)整流為脈動(dòng)的直流,然后通過(guò)電感l(wèi)】及電容c26、c27,組成的低通濾波電路濾去高頻紋波并穩(wěn)壓之后,再與降壓斬波器的mosfet irf3710的漏極(d極)連接,并且在mosfet的源極(s極)和地之間反并聯(lián)一只二極管。mosfet的柵極(g極)由dsp發(fā)出的控制信號(hào)通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路控制mosfet的通斷,mosfet此時(shí)工作在開關(guān)狀態(tài)。在經(jīng)過(guò)mosfet之后通過(guò)一個(gè)電感值較大的續(xù)流電感l(wèi),這樣可以使負(fù)載電流連續(xù)且脈動(dòng)小,再經(jīng)過(guò)-個(gè)穩(wěn)壓電容,濾去高頻紋波,最終輸出穩(wěn)定的直流電壓。 buck工作時(shí),mosfet q8用做開關(guān)管。當(dāng)mosfet的d、s極導(dǎo)通時(shí),buck的電流線性增加,電容處于充電狀態(tài),這時(shí)二極管承受反向電壓;當(dāng)d、s極
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