RS232 遇上 VFC
出處：維庫電子市場網(wǎng) 發(fā)布于：2024-11-15 16:15:08 | 413 次閱讀
這種設計理念 (DI) 正是通過使用異步 RS232 為簡單的 10 kHz 電壓頻率轉(zhuǎn)換器 (VFC) 提供脈沖供電和計數(shù)來實現(xiàn)這一點。從每個 10 位串行字符中僅獲取一位信息可能看起來效率很低（因為確實如此），但在這種情況下，添加一個簡單的模擬輸入是一種方便的策略，該輸入可以遠離計算機，而不必擔心拾取噪音。
圖 1 的大部分核心先前在“電壓逆變器設計理念轉(zhuǎn)變?yōu)?1MHz VFC ”中進行了描述。除了最大頻率降低 100 倍之外，舊 DI 與此之間的一個區(qū)別是 U1 使用金屬柵極 CMOS 器件 (CD4053B)，而不是硅柵極 (HC4053) U1。由于此處使用了更高的工作電壓（12 V 與 5 V），因此需要進行此更改。其他設計元素保持（大致）相似。
輸入電流 = Vin/R1，對 C3 充電，導致跨導放大器 Q1、Q2 灌電流，增加來自施密特觸發(fā)器振蕩器電容 C1 的電流。這增加了 U1c 振蕩器頻率以及 U1a、b 和 C2 泵送的電流。由于泵電流具有負極性，因此它完成了一個反饋環(huán)路，不斷平衡泵電流以等于輸入電流：
請注意，可以選擇 R1 來實現(xiàn)幾乎任何所需的 Vin 滿標度因子。
D3 提供啟動每個振蕩器周期的斜坡復位脈沖，并將 RS232 ST 啟動脈沖的持續(xù)時間設置為約 10 ?s，如圖2所示。請注意，時間常數(shù)和波特率的這種組合提供了約 11% 的超范圍余量。
當 Vin 和 Fpump 為零時，選擇 R5/R3 的比率來平衡 Q2/Q1 集電極電流，從而最大限度地減少 Vin 零偏移。因此，線性度和零偏移誤差小于滿量程的 1%。
然而，如果 +6 邏輯電源軌不夠精確，則可能會出現(xiàn)不可接受的比例因子誤差，但這種情況不太可能發(fā)生。如果我們想要一個不受 +6 V 不穩(wěn)定性影響的精密電壓基準，U2、C5 和 R7 提供的廉價精確 5 V 電壓就可以滿足要求。
然而，如果應用涉及與+6V成比例的比率信號的轉(zhuǎn)換，例如由電阻傳感器（例如熱敏電阻）提供的信號，則應省略U2和朋友，U1引腳2連接到-6V，C2減少到1.6nF。然后：
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