MP023：主要側(cè)調(diào)節(jié)反式控制器
　　MP023是一個(gè)離線的主要側(cè)控制器，可提供最佳的集成調(diào)節(jié)，而無(wú)需光電耦合器或輔助反饋電路。 MP023的可變暫時(shí)控制允許其反式轉(zhuǎn)換器以不連續(xù)的傳導(dǎo)模式（DCM）運(yùn)行。 MP023的當(dāng)前限制和最大次級(jí)占空比是可配置的，這使設(shè)置輸出電流（i Out）變得容易。圖1顯示了MP023的典型應(yīng)用電路。
　　　圖1：MP023的典型應(yīng)用
　　內(nèi)部高壓?jiǎn)?dòng)當(dāng)前源和節(jié)能技術(shù)將無(wú)負(fù)載功耗限制在30兆瓦以下。全面保護(hù)功能包括V CC底電壓鎖定（UVLO），過(guò)載保護(hù)（OLP），過(guò)度保護(hù)（OTP），開(kāi)環(huán)保護(hù)（OCKP）和過(guò)電壓保護(hù)（OVP）?！　≡O(shè)計(jì)飛回轉(zhuǎn)換器流程圖

　　在設(shè)計(jì)超范圍的Flyback Converter中，設(shè)計(jì)超寬V時(shí)，涉及許多重要的設(shè)計(jì)決策和權(quán)衡。以下各節(jié)將通過(guò)設(shè)計(jì)過(guò)程中的每個(gè)步驟進(jìn)行。

　　圖2顯示了一個(gè)飛回轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)流程圖。

　　圖2：控制環(huán)設(shè)計(jì)流程圖。
　　反式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)過(guò)程和計(jì)算
　　步驟1：設(shè)計(jì)輸入　　一旦定義了輸入?yún)?shù)，就該設(shè)計(jì)整個(gè)轉(zhuǎn)換器了。這些參數(shù)包括輸入電壓（v in），輸出電壓（v out），輸出電流（i OUT），操作模式，開(kāi)關(guān)頻率（F SW），次級(jí)占空比，估計(jì)效率，反饋（FB）最大采樣時(shí)間，次級(jí)FET的正向電壓和IC電源電壓。表1顯示了本文討論的電路的設(shè)計(jì)輸入摘要。在這種情況下，通過(guò)接受AC和DC輸入，輸入電壓范圍從85V AC到576V AC，或從90V DC到815V DC。

　　MP023具有輸出電纜補(bǔ)償，其中，次要側(cè)的占空比限制為一定值，具體取決于連接到CP PIN的電阻或電容。根據(jù)MP023的數(shù)據(jù)表，將1F電容器連接到MP023的CP PIN將次級(jí)占空比限制為40％。
　　為了確保結(jié)果是現(xiàn)實(shí)的，轉(zhuǎn)換器的估計(jì)效率被定義為相對(duì)較低（約85％），因?yàn)檫@是低功率飛回轉(zhuǎn)換器的共同值。對(duì)于此應(yīng)用程序，我被定義為3a；同步整流器控制器（例如，MP6908A）與次級(jí)MOSFET一起使用，以提高效率并減少熱問(wèn)題。　　步驟2：選擇所需的轉(zhuǎn)彎比的計(jì)算

　　根據(jù)指定的V IN_MIN計(jì)算最大轉(zhuǎn)彎比（n ） ，以提供足夠的i ，這是由于次級(jí)側(cè)的最大載入限制。最大轉(zhuǎn)彎比可以通過(guò)公式（1）計(jì)算：

　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　在計(jì)算最大轉(zhuǎn)彎比以用v in_min傳遞最大功率之后，選擇n。最大轉(zhuǎn)彎比是次級(jí)RMS電流與次級(jí)MOSFET的最大反向電壓之間的折衷。
　　由于該用例利用同步矯正，因此次級(jí)MOSFET'A反向電壓很重要，因?yàn)榈蛪篗OSFET具有成本效益且易于獲得。對(duì)于此設(shè)計(jì)，選擇了最大轉(zhuǎn)彎比為15。此選擇將在步驟5中進(jìn)行驗(yàn)證?！　〗酉聛?lái)，計(jì)算主要繞組將在切換周期的后半段中經(jīng)歷的輸出反射電壓（V W ）。 V W可以通過(guò)等式（2）估算：

　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　當(dāng)計(jì)算主要MOSFET的最大反向電壓時(shí)，V W很重要。
　　步驟3：選擇所需的磁性電感的計(jì)算　　由于補(bǔ)償器的被動(dòng)組件是控制器內(nèi)部的，因此MP023可以采樣其提供的輔助電壓，以關(guān)閉環(huán)路增益系統(tǒng)（Flyback Converter和集成補(bǔ)償器）。 FB最大采樣時(shí)間定義了控制器采樣調(diào)節(jié)輔助電壓的時(shí)間（見(jiàn)圖3）。

　　圖3：FB電壓采樣點(diǎn)　　根據(jù)MP023的數(shù)據(jù)，次級(jí)MOSFET的最低時(shí)間（TS_ON）必須滿足等式（3）中的要求：

　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　其中TFBS_MAX是FB最大采樣時(shí)間，而TFBS_SD是FB采樣持續(xù)時(shí)間。
　　要計(jì)算磁性電感及其峰值電流值，請(qǐng)考慮該模式。在這種情況下，由于MP023在DCM中的工作原理，可以用等式（4）估算輸出功率（P）：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　在考慮方程（3）和方程（4）時(shí)，可以通過(guò)等式（5）來(lái)計(jì)算最小磁性電感：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　公式（5）可以通過(guò)等式（6）來(lái)簡(jiǎn)化：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　在計(jì)算應(yīng)用程序所需的最小磁性電感后，計(jì)算其最大值，該值受固定最大次要占空比的限制。 LM_MAX可以用公式（7）計(jì)算：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　可以通過(guò)等式（8）簡(jiǎn)化它：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　因此，磁性電感必須在143.1μH和624.24μH之間。但是，LM是RMS電流與變壓器大小之間的權(quán)衡。建議使用最大計(jì)算值的60％至80％之間的變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)其全功率，而不會(huì)限制次要占空比。在此示例中，使用了400μH的磁性電感。
　　選擇變壓器值后，用等式（9）計(jì)算峰值電流：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　由于該應(yīng)用程序的設(shè)計(jì)為具有超寬的VIN，因此必須確保高VIN處的最低按時(shí)超過(guò)前沿的空白時(shí)間，這一點(diǎn)很重要。空白的時(shí)間是關(guān)閉控制器內(nèi)部比較器的第一個(gè)切換周期中的時(shí)間，以避免由于射擊而引起的短路保護(hù)（SCP）。
　　可以使用公式（10）估算按時(shí)（噸）的最小值（噸）：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　根據(jù)此計(jì)算，所選的磁化電感適用于應(yīng)用。
　　步驟4：分流電阻計(jì)算
　　一旦計(jì)算了峰值電流值，就設(shè)計(jì)了分流電阻器以正確關(guān)閉峰值電流控制的循環(huán)。
　　根據(jù)MP023的數(shù)據(jù)表，最低頻率的最小電壓極限，即電流為0.464V。可以用公式（11）計(jì)算并聯(lián)電阻（RSHUNT）：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　設(shè)計(jì)師必須選擇可以承受其功率耗散的分流電阻。可以用公式（12）估算主要的RMS電流：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　在這種用例中，功率耗散約為61MW。
　　步驟5：主要MOSFET計(jì)算
　　在步驟5中，選擇適當(dāng)?shù)闹鱉OSFET供應(yīng)用程序。隨著計(jì)算最大峰和RMS電流，計(jì)算MOSFET必須使用公式（13）必須承受的最大電壓：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　對(duì)于此用例，需要最大反向電壓為1200V的主MOSFET。
　　步驟6：整流器MOSFET計(jì)算
　　與主要MOSFET計(jì)算相似，同步整流器的最大反向電壓可以通過(guò)等式估算（14）：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　因此，需要最大反向電壓為120V至150V的整流器MOSFET。
　　次級(jí)RMS電流對(duì)于選擇最佳整流器MOSFET也很重要。次級(jí)RMS電流（IS_RMS）可以用公式（15）計(jì)算：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　考慮到此計(jì)算，此應(yīng)用需要一個(gè)電阻低（RDS（ON））的整流器MOSFET。
　　步驟7：變壓器設(shè)計(jì)
　　步驟7涉及變壓器。選擇變壓器（例如核心材料和核心形狀）涉及許多設(shè)計(jì)決策。對(duì)于此輸出功率水平和輸入電壓，EF20（E20/10/6）適用于大小和有效面積。
　　該變壓器的主要轉(zhuǎn)彎（NP）可以用等式（16）估算：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　由于FSW為50kHz，因此有一些核心材料（例如N27或N97）可用于最大磁通密度的0.3T。為了達(dá)到選定的轉(zhuǎn)彎比，主要轉(zhuǎn)彎數(shù)最低，選擇了0.275t的值。
　　一旦計(jì)算出NP，次級(jí)轉(zhuǎn)彎（NS）就可以使用公式（17）計(jì)算：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　選擇IC的電源電壓（VCC）后，可以用等式（18）估算輔助數(shù)（NAUX）：
　　如何設(shè)計(jì)超寬輸入電壓范圍飛回
　　這些計(jì)算導(dǎo)致以下轉(zhuǎn)彎比制造的變壓器：NP：NS：NAUX = 60：4：10。
　　最終設(shè)計(jì)
　　圖4顯示了一旦計(jì)算了重要組件的值后，電路的最終設(shè)計(jì)。
　　圖4：最終設(shè)計(jì)電路示意圖。
　　圖4：最終設(shè)計(jì)電路示意圖
　　實(shí)驗(yàn)結(jié)果
　　為了正確證實(shí)上述所有計(jì)算，制造了超寬輸入電壓射程的原型（見(jiàn)圖5）。
　　圖5：超寬輸入電壓范圍反式反射（無(wú)輸入過(guò)濾器）的原型。
　　圖5：超寬輸入電壓范圍反式反射（無(wú)輸入過(guò)濾器的PCB）的原型
　　該原型是在沒(méi)有輸入過(guò)濾器的情況下安裝的，以使其成為靈活的PCB，可以將其插入具有不同輸入過(guò)濾組件的另一個(gè)PCB中。
　　圖6顯示了在最小電壓下轉(zhuǎn)換器驗(yàn)證的結(jié)果。藍(lán)色跡線表示主要MOSFET（VDS）的排水 - 源電壓，而粉紅色痕跡表示通過(guò)分流電阻傳感的主要電流。
　　圖6：以最小輸入電壓為單位的轉(zhuǎn)換器驗(yàn)證。
　　圖6：最小輸入電壓的轉(zhuǎn)換器驗(yàn)證
　　圖7顯示了最大電壓下轉(zhuǎn)換器驗(yàn)證的結(jié)果。藍(lán)色痕跡表示主要MOSFET（VDS）的排水到源電壓。
　　圖7：最大輸入電壓的轉(zhuǎn)換器驗(yàn)證。
　　圖7：最大輸入電壓的轉(zhuǎn)換器驗(yàn)證
　　圖8顯示了該設(shè)計(jì)在不同輸入電壓下的效率結(jié)果。
　　圖8：效率結(jié)果。
　　圖8：效率結(jié)果
　　圖8顯示，由于在次級(jí)側(cè)使用同步整流，轉(zhuǎn)換器的效率很高。此外，使用具有相對(duì)較低的柵極電容電容的主MOSFET可減少高VIN處的開(kāi)關(guān)損耗。