開關(guān)電源能量雙向流動(dòng)控制：原理、電路與實(shí)驗(yàn)

出處：網(wǎng)絡(luò)整理發(fā)布于：2025-04-27 13:47:46 | 388 次閱讀

在現(xiàn)代電子設(shè)備的應(yīng)用中，許多場(chǎng)景要求開關(guān)電源不僅能夠控制能量的雙向流動(dòng)，還需實(shí)現(xiàn)低壓、大電流的輸出。例如在可再生能源發(fā)電系統(tǒng)、電動(dòng)汽車充電系統(tǒng)等領(lǐng)域，能量的雙向流動(dòng)控制至關(guān)重要。在開關(guān)頻率不太高的情況下，隨著輸出電壓的降低和輸出電流的增加，整流損耗成為影響開關(guān)電源效率的主要因素。因此，降低整流損耗對(duì)于提高開關(guān)電源的效率至關(guān)重要。本文采用的同步整流技術(shù)便是一種有效的降低整流損耗的手段。
以往，在電源設(shè)計(jì)中，模擬控制技術(shù)因動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、無量化誤差、價(jià)格低廉等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用；而數(shù)字控制技術(shù)則因成本和技術(shù)等因素較少得到應(yīng)用。近年來，隨著半導(dǎo)體技術(shù)的飛速發(fā)展，數(shù)字微控制器的成本顯著降低，性能大幅提高，使得高頻開關(guān)電源的全數(shù)字化成為可能。數(shù)字控制具有簡化系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)、減少分立元件數(shù)量、提高系統(tǒng)可靠性等諸多優(yōu)勢(shì)，未來必將在開關(guān)電源設(shè)計(jì)中得到更廣泛的應(yīng)用。

系統(tǒng)介紹

系統(tǒng)基本說明

系統(tǒng)的整體構(gòu)成如圖 1 所示，虛線內(nèi)為系統(tǒng)的控制部分，其余為主電路部分。主電路的工作原理將在后續(xù)詳細(xì)分析。

系統(tǒng)控制電路的核心處理器是 PHILIPS（飛利浦）公司基于 ARM7 內(nèi)核的 LPC2119 微控制器。LPC2119 具備高性能、低成本、低功耗等優(yōu)點(diǎn)，非常適合對(duì)成本和性能要求嚴(yán)格的工業(yè)控制領(lǐng)域。負(fù)責(zé) A/D 轉(zhuǎn)換的是 24 位高精度的 A/D 轉(zhuǎn)換器 CS5460A，它同樣具有低成本、高性能的特點(diǎn)，在各類產(chǎn)品中應(yīng)用廣泛。
控制電路工作時(shí)，CS5460A 獲取系統(tǒng)輸出電壓、電流量的模擬信號(hào)后，將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字量，并通過專用總線傳給 LPC2119。LPC2119 對(duì)這些信息進(jìn)行數(shù)字濾波等軟件處理后，將其作為反饋量用于控制算法的運(yùn)算，得到控制量及其相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，最終控制主電路開關(guān)管的動(dòng)作。

雙向 DC/DC 全數(shù)字控制的軟件實(shí)現(xiàn)

為簡化控制電路結(jié)構(gòu)、提高系統(tǒng)可靠性，系統(tǒng)采用以 ARM 芯片 LPC2119 為核心的全數(shù)字化設(shè)計(jì)。要實(shí)現(xiàn)期望的控制功能，除基本控制電路外，完善可靠的控制軟件和恰當(dāng)?shù)目刂撇呗员夭豢缮佟?/span>
在控制軟件方面，按照層次分明、時(shí)序分級(jí)、全局考慮、書寫規(guī)范的設(shè)計(jì)總則進(jìn)行開發(fā)。程序整體分為 3 個(gè)層次，即主控層、算法層和接口層。接口層為底層，負(fù)責(zé)與硬件的接口，處理所有與外設(shè)有關(guān)的操作；主控層為頂層，不涉及具體操作，主要負(fù)責(zé)各個(gè)任務(wù)的調(diào)度、中斷的安排以及時(shí)間和優(yōu)先級(jí)的處理，包含 main 函數(shù)和中斷函數(shù)，通過調(diào)用算法層的函數(shù)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)功能；算法層起到連接主控層和接口層的橋梁作用，負(fù)責(zé)具體任務(wù)的執(zhí)行和控制算法的實(shí)現(xiàn)，系統(tǒng)的主要功能都在該層體現(xiàn)。
在控制策略方面，選擇了增量式數(shù)字 PI 算法。該算法具有以下優(yōu)點(diǎn)：一是不用做累加，控制量的確定僅與最近幾次誤差采樣值有關(guān)，誤差不累積；二是每次輸出的是控制量的增量，誤動(dòng)作影響小。在 PI 算法中，比例部分可改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，積分部分能減小系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差，理論上可實(shí)現(xiàn)無靜差輸出。離散化后的數(shù)字 PI 算法表達(dá)式為：

式中：KP 為比例系數(shù)；K1 為積分系數(shù)；e (k) 為本次誤差；u (k) 為本次控制量輸出。
由式 (1) 遞推可得：

式 (1) 減去式 (2) 可得到增量式數(shù)字 PI 控制算法的表達(dá)式如下：

式 (3) 中的△u (k) 即為數(shù)字調(diào)節(jié)器輸出的控制量的增量。所以，控制算法最終輸出的控制量為：

在裝置實(shí)際工作中，若負(fù)載為鉛酸蓄電池，當(dāng)能量正向流動(dòng)（充電）時(shí)，系統(tǒng)可根據(jù)需要分別采用電壓閉環(huán)或電流閉環(huán)控制裝置的輸出電壓和輸出電流，電壓、電流閉環(huán)采用上述增量式 PI 算法；當(dāng)能量反向流動(dòng)時(shí)，出于實(shí)際應(yīng)用需要，系統(tǒng)只對(duì)負(fù)載（蓄電池）側(cè)進(jìn)行恒流控制。

電路工作過程分析

本文提出的主電路拓?fù)淙鐖D 2 所示，主要包括電源輸入側(cè)濾波電容 C1、主開關(guān)管 S1 以及由 R1、C2、D2 組成的 S1 的 SNUBBER 電路、變壓器 T 以及為其原邊進(jìn)行磁復(fù)位的第三繞組和為其副邊進(jìn)行磁復(fù)位的由 R2、C3、D3 組成的鉗位電路、整流管 S2、續(xù)流管 S3 和輸出濾波環(huán)節(jié) L 及 C4 等部分。

能量正向流動(dòng)時(shí)工作過程分析

為便于分析，假設(shè)負(fù)載為一只蓄電池。電路控制能量正向流動(dòng)時(shí)，主電路每周期的工作可分為正向流動(dòng)階段和續(xù)流階段。為防止整流管 S2 和續(xù)流管 S3 同時(shí)導(dǎo)通造成變壓器副邊的貫穿短路，兩管的互補(bǔ)脈沖需加入死區(qū)，因此電路的工作過程可分為 4 部分。主管 S1、整流管 S2、續(xù)流管 S3 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖 3 所示，圖 3 中的 1 至 4 分別對(duì)應(yīng)電路工作的 4 個(gè)階段。

當(dāng)能量正向流動(dòng)時(shí)，若輸出電流流過管壓降較大的 MOS 管寄生體二極管，會(huì)帶來較大的整流損耗和續(xù)流損耗。為此，應(yīng)用同步整流技術(shù)，使電流流過導(dǎo)通電阻只有 6mΩ 的 MOS 管，大大降低了損耗，提高了效率。以下是能量正向流動(dòng)時(shí) 4 個(gè)工作階段的詳細(xì)分析：

階段 1（能量正向流動(dòng)）：此階段開始時(shí)，主管 S1 和整流管 S2 被觸發(fā)導(dǎo)通。輸入電流流入變壓器原邊繞組的同名端，輸出電流流出變壓器次邊繞組的同名端。此時(shí)能量由輸入側(cè)向負(fù)載側(cè)傳輸?shù)姆绞脚c傳統(tǒng)的單端正激變換器基本一致，其電流流向如圖 4 (a) 所示。圖 4 (a) 中的 i1 代表變壓器原邊電流，i2 代表變壓器副邊電流（下同）。此過程直到主管關(guān)斷時(shí)結(jié)束。
階段 2（死區(qū)時(shí)間 1）：此階段剛開始時(shí)，主管 S2 和整流管 S2 關(guān)斷，續(xù)流管 S3 仍未導(dǎo)通但其體二極管已經(jīng)導(dǎo)通。由于變壓器漏感的限制，變壓器副邊的電流由輸出電流逐漸減小，而流過續(xù)流管體二極管的電流則由零開始逐漸增大。在此階段中，輸出電流在由整流回路向續(xù)流回路轉(zhuǎn)換。此過程電流方向如圖 4 (b) 所示。圖 (b) 中的 i2a、i2b 分別表示負(fù)載電流流經(jīng)整流管和續(xù)流管的兩部分。
階段 3（續(xù)流階段）：此階段開始時(shí)，續(xù)流管 S3 被觸發(fā)導(dǎo)通，輸出電流主要經(jīng)由 S3 續(xù)流，損耗大為降低。此階段將持續(xù)到續(xù)流管 S3 關(guān)斷時(shí)結(jié)束，其電流流向如圖 4 (c) 所示。
階段 4（死區(qū)時(shí)間 2）：此階段剛開始時(shí)，續(xù)流管 S3 關(guān)斷，但其體二極管仍導(dǎo)通續(xù)流。輸出電流完全經(jīng)由續(xù)流管的體二極管進(jìn)行續(xù)流。此階段直至主管導(dǎo)通以后才中止。此過程電流方向如圖 4 (d) 所示。至此，主電路一周期的工作結(jié)束。當(dāng)電路下一次動(dòng)作時(shí)，主管 S1 和整流管 S2 又會(huì)導(dǎo)通，電路重新進(jìn)入階段 1 的工作狀態(tài)。

能量反向流動(dòng)時(shí)工作過程分析

在能量反向流動(dòng)時(shí)，電路的工作過程與 BOOST 電路基本一致，可大體分為兩個(gè)階段：

階段 1（續(xù)流）：此階段中，續(xù)流管導(dǎo)通、整流管關(guān)斷，蓄電池放電電流 i1 流過電感線圈 L，電流線性增加，電能以磁能形式儲(chǔ)存在電感線圈 L 中。此過程電流方向如圖 5 (a) 所示。
階段 2（反向放電）：此階段中，續(xù)流管關(guān)斷、整流管導(dǎo)通。電感 L 將其中儲(chǔ)存的磁能轉(zhuǎn)化為電能與蓄電池一起向輸入側(cè)放電。其電流流向如圖 5 (b) 所示。

變壓器、電感、電容參數(shù)的選取

綜合考慮電源體積、系統(tǒng)效率、控制精度、器件耐壓等諸多因素，本文選取的工作頻率 f = 55 kHz，T = 1/f，最大占空比 Dmax 為 0.4，則主管 S1 的最大導(dǎo)通時(shí)間 toNmax 為：

變壓器的計(jì)算：變壓器副邊電壓 Vs 按式 (6) 計(jì)算：

式中：Vo 代表輸出電壓；Vf 代表變壓器副邊的管壓降和輸出濾波電感的壓降。
則變壓器副邊最低電壓應(yīng)為：

若輸入電壓 Vp 的最小值為 VPmin，可求得變比 n 為：

式中：Bm 為鐵心的最大工作磁通密度；S 為變壓器磁芯的有效截面積。
因此，可求得變壓器原邊繞組匝數(shù) N1 為：

在計(jì)算第三繞組時(shí)，首先根據(jù)伏秒積平衡的原則計(jì)算復(fù)位電壓 Vr 為：

式中：tDFFmin 為主管 S1 的最短關(guān)斷時(shí)間；VPmax 為最大輸入電壓。
然后可求得負(fù)責(zé)變壓器原邊磁通復(fù)位的第三繞組的匝數(shù) N3 為：
輸出濾波電感 L 的計(jì)算：要計(jì)算輸出濾波電感的電感量，首先需確定流經(jīng)電感的電流△IL 的大小。從電感線圈的外形尺寸、成本、過渡響應(yīng)等方面考慮，△IL 取輸出電流 Io 的 10% - 30% 比較合適。為更好地限制輸出電流中的紋波含量，本文取△IL 為輸出電流 Io 的 10%。綜上，由式 (13) 可求得電感 L 的大?。?br class="container_c14d4 wrapper_546d2 undefined" style="--tw-border-spacing-x: 0; --tw-border-spacing-y: 0; --tw-translate-x: 0; --tw-translate-y: 0; --tw-rotate: 0; --tw-skew-x: 0; --tw-skew-y: 0; --tw-scale-x: 1; --tw-scale-y: 1; --tw-pan-x: ; --tw-pan-y: ; --tw-pinch-zoom: ; --tw-scroll-snap-strictness: proximity; --tw-gradient-from-position: ; --tw-gradient-via-position: ; --tw-gradient-to-position: ; --tw-ordinal: ; --tw-slashed-zero: ; --tw-numeric-figure: ; --tw-numeric-spacing: ; --tw-numeric-fraction: ; --tw-ring-inset: ; --tw-ring-offset-width: 0px; --tw-ring-offset-color: #fff; --tw-ring-color: rgba(59,130,246,.5); --tw-ring-offset-shadow: 0 0 #0000; --tw-ring-shadow: 0 0 #0000; --tw-shadow: 0 0 #0000; --tw-shadow-colored: 0 0 #0000; --tw-blur: ; --tw-brightness: ; --tw-contrast: ; --tw-grayscale: ; --tw-hue-rotate: ; --tw-invert: ; --tw-saturate: ; --tw-sepia: ; --tw-drop-shadow: ; --tw-backdrop-blur: ; --tw-backdrop-brightness: ; --tw-backdrop-contrast: ; --tw-backdrop-grayscale: ; --tw-backdrop-hue-rotate: ; --tw-backdrop-invert: ; --tw-backdrop-opacity: ; --tw-backdrop-saturate: ; --tw-backdrop-sepia: ; -webkit-font-smoothing: antialiased; box-sizing: border-box;">
輸出電容 C4 的計(jì)算：輸出電容的大小主要由輸出紋波電壓抑制的限值確定，即由△IL 以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻 ESR 確定。通常輸出紋波電壓取為輸出電壓的 0.3% - 0.5%，本文中紋波電壓取 0.3%。所以，可求得：

在求出 ESR 后，可根據(jù)廠家提供的產(chǎn)品手冊(cè)選取合適的濾波電容。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

實(shí)驗(yàn)中，整流管和續(xù)流管選用 IRL3803，變壓器原邊磁復(fù)位電路中所用的二極管為 PHILIPS（飛利浦）的 BYV26G。在進(jìn)行整流管和續(xù)流管的選型時(shí)，除考慮功率器件的耐壓、通流能力外，還需特別關(guān)注導(dǎo)通電阻值的大小。本文選擇的 IRL3803 是 IR 公司推出的專門用于同步整流的 MOS 管，導(dǎo)通電阻只有 6mΩ，能夠最大程度減小導(dǎo)通損耗和發(fā)熱。由式 (5) - 式 (14) 計(jì)算可得變壓器原邊、副邊、第三繞組的變比為 170：3：255；輸出濾波電感為 14.72μH；電容為 9900μF。負(fù)載為單體鉛酸蓄電池。
實(shí)驗(yàn)主要技術(shù)條件如下：開關(guān)頻率為 55kHz。正向工作時(shí)，輸入電壓 Vi 為 400 (1 ± 5%) V，額定輸出電壓 Vo 為 2V、輸出電流為 20A；反向工作時(shí)，輸入電壓為 2 (1 ± 10%) V。
經(jīng)測(cè)量，系統(tǒng)工作時(shí)穩(wěn)壓、穩(wěn)流精度均可達(dá)到小于 0.5% 的設(shè)計(jì)要求；裝置最高效率為 86.7%。主要實(shí)驗(yàn)波形如圖 6 - 圖 8 所示；能量正 / 反向流動(dòng)時(shí)，系統(tǒng)的效率曲線如圖 9 所示。

圖 6 為給蓄電池充電時(shí)整流管、續(xù)流管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的實(shí)測(cè)波形。此時(shí)原邊主管波形與整流管完全同步。圖 6 中通道 1 為整流功率器件的驅(qū)動(dòng)波形，通道 2 為續(xù)流功率器件的驅(qū)動(dòng)波形。圖 7 為能量反向流動(dòng)時(shí)，整流功率器件、續(xù)流功率器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)實(shí)測(cè)波形，此時(shí)原邊主功率器件不動(dòng)作。圖 7 中通道 1 為整流功率器件驅(qū)動(dòng)波形，通道 2 為續(xù)流功率器件驅(qū)動(dòng)波形。圖 8 為能量正向流動(dòng)時(shí)，DC/DC 變換器輸出 2V 電壓的實(shí)驗(yàn)波形。從圖 8 中可看出，輸出穩(wěn)壓精度高，電壓紋波很小。

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