模擬 IQ 調(diào)制器（用于發(fā)射器）和 IQ 解調(diào)器（用于接收器）已經(jīng)使用了幾十年（[1] 到 [3]）。
    最近推出了新的 A/D 和 D/A 轉(zhuǎn)換器，可以直接對 1 到 4 GHz 的 IF 進(jìn)行采樣；在第 2、第 3 和第 4 奈奎斯特區(qū)（[4] 至 [7]）中采樣。這些與更高速的數(shù)字邏輯相結(jié)合，允許以數(shù)字方式完成組合（對于 A/D）和分離（對于 D/A）（[8] 至 [21]）。這在圖 1(a)（對于調(diào)制器）和圖 1(b)（對于解調(diào)器）中進(jìn)行了說明，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC 或 ADC）位于“D”位置。

    圖 1(a)。 調(diào)制器
    圖 1(b)。解調(diào)器
    另一方面，集成模擬 I、Q 組合器和分離器在 I 和 Q 路徑之間具有非常好的匹配，解決了一些反對模擬執(zhí)行這些過程的問題。模擬技術(shù)還需要兩倍于中頻直接采樣的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（A/D 或 D/A），但它們以較低的采樣率運(yùn)行；因此它們更便宜并且需要更少的功率。這在圖 1(a)（對于調(diào)制器）和圖 1(b)（對于解調(diào)器）中進(jìn)行了說明，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC 或 ADC）位于“A”位置。
    筆者開始思考這個問題。他在幾個 LinkedIn 群組中征求意見，并獲得了有價(jià)值的答案。經(jīng)致謝者同意，現(xiàn)致謝如下。他還找到了關(guān)于這些功能的現(xiàn)代集成電路 (IC) 屬性的所有信息，以及為這些 IC 確定的任何性能要求的結(jié)果。由此，他試圖得出任何可以得出的一般性結(jié)論來回答這個問題；“IQ 調(diào)制和解調(diào)應(yīng)該模擬還是數(shù)字方式完成？”
    模擬智商方法
    模擬 IQ 方法已經(jīng)存在了幾十年（[1] 到 [3]）。任何 IF 或 RF 信號都可以表示為
    R(t) = I(t)cos(2πft) +Q(t)sin(2πft)
    其中 f 是載波頻率，I(t) 稱為同相分量，Q(t) 稱為正交分量。模擬 IQ 調(diào)制器采用基帶信號 I(t) 和 Q(t) 并形成 R(t)。如圖 1(a) 所示，DAC 位于位置 A。模擬 IQ 解調(diào)器將輸入 R(t)，并形成 I(t) 和 Q(t)。如圖 1(b) 所示，DAC 位于位置 A。
    模擬方法的一個關(guān)鍵問題是保持兩條路徑的增益相同，相位差恰好為 90?。有時(shí)會因?yàn)檫@些要求而忽略兩個低通濾波器。對于具有顯著信號能量的所有頻率，它們應(yīng)該精確增益和相位匹配。這些要求的更精確的量化，以及與它們的偏差造成的損害，將在后面的文章中顯示。
    數(shù)字智商方法
    高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC 和 ADC）的最新發(fā)展使人們通過數(shù)字方式實(shí)現(xiàn) IQ 調(diào)制器和解調(diào)器功能來避免模擬 IQ 方法部分中討論的 IQ 不平衡問題，其中增益和相位可以在沒有錯誤（[5]、[8] 到 [21]）。對于調(diào)制器情況，輸出端有一個高速 DAC，如圖 1(a) 所示，DAC 位于位置 D。對于解調(diào)器情況，輸入端有一個高速 ADC，如圖 1(a) 所示圖 1(b) 中 ADC 在位置 B。
    通常，這些數(shù)字方法利用混疊效應(yīng)，使用所謂的帶通采樣（[22] 至 [24]。[24A]，[24B]）。圖 2(a) 顯示了及時(shí)采樣的波形。圖 2(b) 顯示了未采樣和采樣信號的頻譜。ADC 的采樣時(shí)鐘執(zhí)行與 RF 混頻器中的本地振蕩器相同的功能。對于 ADC，模擬濾波器只能允許一個奈奎斯特區(qū)中的信號通過，并且這種混頻操作可用于將該奈奎斯特區(qū)中的信號下變頻至基帶。

    圖 2(a)。時(shí)域采樣
    圖 2(b)。未采樣和采樣信號的頻譜
    對于 DAC，可以及時(shí)對輸出進(jìn)行整形，以提高更高頻率下的性能。

    圖 3(a) 顯示了“正?！被颉安粴w零”(NRZ) DAC 輸出。在每個樣本之后，輸出保持不變，直到下一個樣本。模擬頻譜如圖 3(b) 所示。
    圖 3(a)。時(shí)域采樣
    圖 3(b)。

    圖 4(a) 顯示了“歸零”(RZ) DAC 輸出。每次采樣后，輸出在半個采樣周期內(nèi)保持不變，然后變?yōu)榱?。這會增加第二奈奎斯特區(qū)的幅度，如圖 4(b) 所示。
    圖 4(a)。時(shí)域采樣
    圖 4(b)。

    圖 5(a) 顯示了“混合”或“RF”DAC 輸出。在每個樣本之后，輸出在半個樣本周期內(nèi)保持不變，然后變?yōu)樨?fù)值。這與使用本地振蕩器波形的兩個極性的混頻器的操作相同。如圖 5(b) 所示，模擬頻譜在第二奈奎斯特區(qū)具有更大的振幅。通過上述任何方法創(chuàng)建波形后，必須使用低通或帶通濾波器濾除所需頻率，以消除可能存在的任何不需要的混疊和雜散響應(yīng)。

    圖 5(a)。時(shí)域采樣
    圖 5(b)。
    數(shù)字方法避免了正交失衡的任何問題。然而，由于量化和采樣效應(yīng)，所有數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器都有自己的不良影響。其中一些效果將在下一篇文章中展示。與模擬 IQ 網(wǎng)絡(luò)相比，這些高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的成本和功率要求通常也很高。