具有 DSP、FPGA 和 CPU 的現(xiàn)代電力傳輸系統(tǒng)在較低的電源電壓下運行并消耗較高的電流。事實上，低于 1 V 的電壓現(xiàn)在隨處可見。同時，中間總線電壓根據(jù)應用保持不變或增加。為了支持更小的電感器和電容器 (L&C) 濾波，系統(tǒng)頻率要求不斷提高，這給電源設計人員帶來了更大的挑戰(zhàn)。過去的 500kHz 是今天的 1 MHz。
    在需要較低輸出電壓的高壓應用中，設計人員傳統(tǒng)上依賴于增加系統(tǒng)成本的模塊，或增加解決方案占用空間和復雜性的兩級 DC/DC 解決方案。本白皮書著眼于影響窄導通時間負載點 (POL) 轉(zhuǎn)換的趨勢，并比較了通常使用的電流模式控制架構，包括它們的優(yōu)點和缺點。研究了具有自適應斜率補償?shù)幕旌瞎戎惦娏髂Ｊ?(VCM) 架構，包括其在新型 60V 同步降壓控制器中的使用?；旌?VCM 使該控制器能夠在各種 Vin 和 Vout 組合下穩(wěn)定運行，并且低占空比可實現(xiàn)從 48 V 到 1 V 負載點的直接降壓轉(zhuǎn)換。
    窄準時 POL 轉(zhuǎn)換
    降壓轉(zhuǎn)換器是最廣泛使用的電源拓撲，最近的趨勢表明下一代開關控制器必須能夠在非常小的占空比下提供穩(wěn)定和高效的操作。雖然與電壓模式控制相比，電流模式控制方法具有許多優(yōu)點，但根據(jù)應用要求，它有其自身的局限性，特別是在占空比限制方面。
    通常，電信和工業(yè)應用中的電力傳輸系統(tǒng)基于多級轉(zhuǎn)換。電力傳輸系統(tǒng)不斷發(fā)生變化，POL 輸入電壓從 3.3V 增加到 5V，再到 12V。隨著電源要求的增加，12V 電源軌的使用現(xiàn)在很常見，而 3.3V 則很少見。
    最近，趨勢正在轉(zhuǎn)向更高的電壓，例如用于工業(yè)應用的 24 V~42 V 和用于電信的 48 V，如圖 1 所示。技術的持續(xù)改進使得控制窄脈沖成為可能。同時，新的研究表明，更高的輸入電壓可以提高整體效率，降低系統(tǒng)成本，并通過降低配電路徑溫度來提高系統(tǒng)可靠性。

 

    圖 1 高功率電信或工業(yè)系統(tǒng)的現(xiàn)代趨勢
    推動窄 PWM 脈沖需求的另一個因素是需要更高的開關頻率，這反過來又導致更高的功率密度。以 1 MHz 開關頻率運行電源已成為行業(yè)慣例。事實上，汽車信息娛樂應用中的開關頻率需要高于 1.8 MHz，以避免 AM 頻段。1 MHz 下的 12 V 至 1 V 電源轉(zhuǎn)換仍需要生成 83 ns 脈沖。
    低占空比運行
    理想的降壓轉(zhuǎn)換器可以產(chǎn)生低于 Vin 直至零的任何電壓；然而，實際上，在參考電壓、電路中的內(nèi)部或外部損耗以及最重要的是用于生成控制信號的調(diào)制器類型方面存在許多限制。對于特定的輸入電壓，存在一些限制，導致轉(zhuǎn)換器無法覆蓋 0% 至 100% 的整個范圍。最明顯的是參考電壓：

     

  控制方式

    在典型的電流模式 PWM 控制器中，PWM 脈沖的大小由誤差放大器的輸出和電感器電流信號決定，如圖 2 所示。電流環(huán)路感測電感器電流信號并將其與 VCOMP 基準進行比較，以得出調(diào)制 PWM 脈沖寬度。由于電流環(huán)路將迫使電感器峰值或谷值電流跟隨電壓誤差放大器的輸出，因此電感器不會出現(xiàn)在電壓控制環(huán)路中。雙極 LC 濾波器成為電壓環(huán)路的單電容極結構。簡單的 2 類補償足以穩(wěn)定電壓環(huán)路。

 

    圖 2 簡單的電流模式控制架構

    適用于窄導通時間操作的調(diào)制器
    峰值電流模式控制是最常用的架構之一，雖然它易于理解并提供具有多種優(yōu)點的可靠控制技術，但當需要窄導通時間操作時，它會表現(xiàn)出明顯的缺點。在峰值電流模式下，通過上部 MOSFET 感測電感器電流信息。圖 3 顯示了上部和下部 MOSFET 中與 PWM 信號相關的典型電流波形。由于導通環(huán)路中 MOSFET 內(nèi)部和外部的寄生效應不同，上部 MOSFET 的導通事件會產(chǎn)生大量振鈴。這種振鈴可能會向控制電路發(fā)送錯誤信號并錯誤地終止 PWM 信號。為了忽略這種初始振鈴，峰值電流模式切換控制器在感測電感器電流之前采用消隱時間。通常，采用 150 ns 至 250 ns 消隱時間。峰值電流模式控制器中的消隱時間要求不允許其調(diào)節(jié)非常窄的接通時間功率轉(zhuǎn)換。即使 12V 至 1V 電源轉(zhuǎn)換也很難在 600kHz 頻率下進行調(diào)節(jié)，這意味著最小接通時間小于 140ns。
    谷值電流模式控制輕松克服了峰值電流模式控制的消隱時間不足。在谷值電流模式控制中，在上部 MOSFET 關斷期間感測電感器電流信號，從而避免上部 MOSFET 振鈴。這解決了控制非常窄的導通時間 PWM 脈沖的問題；然而，谷值電流模式還有其他缺點。

   

    圖 3 降壓轉(zhuǎn)換器波形描繪了電流模式控制架構中的信號檢測位置

    谷值電流模式控制的兩個主要問題是次諧波振蕩和線路調(diào)節(jié)不佳。次諧波振蕩是任何電流模式控制的常見問題。它也發(fā)生在峰值電流模式控制中，但占空比超過 50%。對于谷值電流模式，則相反。
    使用斜率補償可以防止電流模式控制器（峰值模式和谷值模式）中的次諧波振蕩。然而，固定斜率補償無法處理所有占空比和電感器。如果占空比明顯偏離斜率補償設計中使用的假設值，則次諧波振蕩問題會再次出現(xiàn)。
    仿真峰值電流模式控制是峰值電流模式的一種變體，可避免消隱時間限制。它通過測量下部 MOSFET 上的谷值電流信息來克服上部 MOSFET 振鈴。然后使用該谷值電流信息來模擬電感器上坡以獲得峰值電流信息。
    與峰值電流模式控制一樣，模擬峰值電流模式也會受到次諧波振蕩的影響，需要斜率補償。該斜率補償源自仿真峰值電流信號。盡管仿真峰值電流模式的設計兼具峰值電流模式和谷值電流模式控制方法的優(yōu)點，但其缺點主要是由于控制環(huán)路中缺乏電感信息。
    具有自適應斜率補償?shù)墓戎惦娏髂Ｊ绞强朔鹘y(tǒng)谷值電流模式控制缺點的一種方法。優(yōu)化的自適應斜率補償電路可以防止所有占空比的次諧波振蕩。這種自適應補償和低占空比運行的固有能力使得具有這種架構的控制器能夠以非常高的開關頻率運行。
    可行的窄準時解決方案
    Intersil 的ISL8117降壓控制器是谷值電流模式控制的一個示例，具有低側(cè) MOSFET Rdson、谷值電流檢測和自適應斜率補償。如圖 4 所示，ISL8117的斜坡信號適應所施加的輸入電壓，以改善線路調(diào)節(jié)。獨特的谷值電流模式實現(xiàn)和優(yōu)化的斜率補償解決了傳統(tǒng)谷值電流模式控制器的缺點。其獨特的控制技術使其能夠支持非常寬的輸入和輸出電壓范圍。本質(zhì)上，它是電壓和電流模式控制的混合，顯示了兩種調(diào)制架構的優(yōu)點。
    ISL8117可在 4.5V 至 60V 之間的任何電壓下工作，其輸出可在 0.6V 至 54V 范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。它的可調(diào)頻率范圍為 100kHz 至 2000 kHz，可產(chǎn)生 40 ns（典型值）的最短接通時間。該控制器的最短接通時間為 40 ns，能夠以 1.5 MHz 的頻率從 12 V 總線生成 1 V 輸出。它還能夠以較低的頻率從 48 V 電源生成 1 V 電源。顯示了ISL8117從 48 V 電源生成 1.2 V 電壓的應用，而圖 6 顯示了從穩(wěn)定的 48 V 到 1.2 V 轉(zhuǎn)換的瞬態(tài)。在易受特定開關頻率噪聲影響的系統(tǒng)中，ISL8117可以與任何外部頻率源同步，以減少輻射系統(tǒng)噪聲并緩解拍頻噪聲。
    ISL8117使用低側(cè)感應并實現(xiàn)可編程電流限制，無需感應電阻，從而減少功耗、組件數(shù)量和系統(tǒng)成本。該 IC 還通過提供過流、過壓和過溫等故障保護功能來滿足 POL 要求。易于使用的ISL8117采用 16 引腳 QFN 和 HTSSOP 封裝，其大多數(shù)功能引腳都有默認值?；谀J值的降壓轉(zhuǎn)換器只需 10 個外部組件即可設計，包括 MOSFET 和其他無源器件。這種創(chuàng)新設計使 48V 至 5V 降壓轉(zhuǎn)換的效率超過 94%。