首先使用 50 伏電源和 AC_OUT 上的 50 歐姆負(fù)載測(cè)量“交流效率”。記錄了 Q1 的漏極波形。
　　然后將整流器/濾波器網(wǎng)絡(luò)連接到 E 類輸出。通過在 DC_OUT 處用可變電阻加載整流器來進(jìn)行替代功率測(cè)量。調(diào)整負(fù)載以提供與 50 歐姆負(fù)載相同的直流輸入功率和漏極波形。負(fù)載為 510 歐姆時(shí)產(chǎn)生等效功率。在 110 VDC 輸出下，負(fù)載電流為 0.215A，連續(xù)運(yùn)行 1 小時(shí)后進(jìn)行測(cè)量。比較了交流和直流效率。
　　　圖 1：具有直流輸出的 E 類。
　　表 1：交流和直流轉(zhuǎn)換效率比較
　　測(cè)量了兩對(duì)二極管的溫升。為了進(jìn)行此測(cè)量，我們更換了一個(gè)直流電流源，并對(duì)其進(jìn)行了調(diào)整，以產(chǎn)生與整流條件相同的二極管溫升。GeneSiC (TO-220) 器件的溫升為 79°C。視在功率耗散為每二極管 1.8 瓦或總共 3.6 瓦。對(duì)于 Cree (D-Pak) 二極管，溫升為 44°C，表明功率耗散為每二極管 0.39 瓦或總共 0.78 瓦。
　　在 125C 和 1A 正向電流下，GeneSiC 二極管數(shù)據(jù)表[2] 指定了 2.1V 的典型正向壓降。二極管電流用 Tektronix P-6022 電流探頭測(cè)量。峰值正向電流為 1.1 安培。
　　為了支持 0.215A 負(fù)載電流，每個(gè)二極管的平均電流必須相同，即 0.215 安培。使用 2.1 伏特壓降和 0.215 安培的平均電流以及 1.1 安培峰值，每個(gè) GeneSic 部件的正向耗散應(yīng)為 0.45 瓦。測(cè)量的耗散是其 4 倍。
　　Cree 1A 600V 器件的峰值正向電流為 0.8 安培。Cree 規(guī)定（在 100C 時(shí)）0.8 安培時(shí)正向壓降為 1.4V。同樣，平均電流為 0.215 安培。使用平均電流的“零恢復(fù)”二極管的預(yù)期耗散預(yù)計(jì)為 0.30 瓦。測(cè)量的耗散為 0.39 瓦。

　　圖2：變?nèi)荻O管效應(yīng)測(cè)試電路。

　　表 2：測(cè)量的碳化硅二極管特性。
　　為了深入了解意外損失，我們修改了諧振反激電路。如圖 2 所示，添加了一個(gè) 2A、1200V SiC 二極管 C4D02120。隨著偏壓變得更負(fù)，二極管結(jié)電容減小。C1 增加以保持二極管兩端的峰峰值電壓相同。二極管耗散隨著反向偏壓的增加而降低（結(jié)電容越小，高頻電流越低）。反向偏壓二極管電壓在 700 伏范圍內(nèi)可變。
　　在之前對(duì)變?nèi)荻O管效應(yīng)的測(cè)試 [5] 中，我們使用背對(duì)背 8A 1200V SiC 二極管作為變?nèi)荻O管。在這些測(cè)試中，我們測(cè)量到 4 瓦的耗散（每個(gè)二極管 2 瓦）。
　　我們嘗試預(yù)測(cè) 5.5 歐姆內(nèi)部二極管電阻場(chǎng)景可能導(dǎo)致的損耗。表 2 最右邊的列顯示了這一預(yù)測(cè)。雖然在較高的反向電壓下與實(shí)際耗散有合理的一致性，但測(cè)量的耗散偏離了我們?cè)谳^低偏置電壓下恒定 ESR 的假設(shè)。我們注意到，我們的等效“二極管電阻”在 -200V 偏置下低于預(yù)期，約為 3 歐姆。
　　討論
　　我們的準(zhǔn) E 類轉(zhuǎn)換器需要高壓功率器件。峰值漏極電壓與直流電壓之比約為 3.5:1。在高壓線路 (132 VAC) 下運(yùn)行會(huì)導(dǎo)致峰值漏極電壓超過 650 伏，超過目前可用的氮化鎵部件的最大額定值。千伏范圍內(nèi)的低損耗可變電容二極管也是一個(gè)問題。
　　就目前的技術(shù)而言，本文提出的設(shè)計(jì)可能不適合通用電源市場(chǎng)的離線應(yīng)用。介電加熱、醫(yī)療透熱療法、燒灼應(yīng)用和近場(chǎng)無線電力傳輸?shù)阮I(lǐng)域可能非常適合我們的概念。
　　據(jù)傳，一家大型半導(dǎo)體公司將于 2019 年第一季度推出一系列低柵極電阻 1700V 碳化硅 MOSFET。假設(shè)器件損耗合理，這可能是實(shí)現(xiàn)高功率全球離線能力的一項(xiàng)技術(shù)。
　　目前可用的磁性材料阻礙了 3-30 MHz 范圍內(nèi)任何電源轉(zhuǎn)換拓?fù)涞男侍岣吆统叽鐪p小。為了在 27 MHz 下實(shí)現(xiàn)低損耗，鐵氧體（如 4F1）和鐵粉（如 Carbonyl E）磁性材料都需要非常低的磁通密度，從而導(dǎo)致電感器體積龐大。螺線管或環(huán)形繞線空芯電感器可能是唯一的選擇。
　　我們的轉(zhuǎn)換器和控制拓?fù)湓谳^高功率下提供合理的效率，但在較輕負(fù)載下的效率較低。一種可能的解決方法可能是以較低頻率對(duì) 27 MHz 驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制，以在低輸出功率水平下保持效率。
　　我們之前指出[1]，電源/射頻發(fā)生器的變頻控制可能會(huì)導(dǎo)致監(jiān)管問題。FCC 第 15 部分的要求[4]包括對(duì)雜散發(fā)射限制嚴(yán)格的頻率范圍（“限制頻段”）。
　　對(duì)于 LLC 或串聯(lián)諧振拓?fù)涞绒D(zhuǎn)換器的寬范圍頻率控制，至少需要 2:1 的頻率范圍。但是，沒有 3 至 30 MHz 的 2:1 頻率范圍可以允許轉(zhuǎn)換器的可變頻率控制，而不會(huì)侵入一個(gè)或多個(gè) FCC 第 15 部分限制頻帶。在（窄）ISM 頻帶中，允許的雜散發(fā)射相對(duì)于非 ISM 頻率更大。
　　我們指出，應(yīng)該可以設(shè)計(jì)一個(gè)以固定頻率運(yùn)行的 LLC 轉(zhuǎn)換器，采用電子可變諧振功率控制，如本系列第 2 部分所述[5]。額外屏蔽和濾波的成本和復(fù)雜性可能會(huì)大幅降低。
　　結(jié)論
　　在本系列中，我們介紹了準(zhǔn) E 類轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)和數(shù)據(jù)，該轉(zhuǎn)換器能夠在各種電感和電阻負(fù)載下工作，同時(shí)保持 ZIS 開啟和 ZVS 關(guān)斷波形。我們描述了兩種可變電抗控制方法，用于在很寬的范圍內(nèi)改變輸出功率。
　　我們不再需要預(yù)轉(zhuǎn)換器（例如降壓或升壓調(diào)節(jié)器）來控制輸出功率。這可顯著降低某些應(yīng)用的成本和尺寸。
　　描述了射頻輸出到直流的轉(zhuǎn)換。我們觀察到碳化硅二極管整流器的耗散高于預(yù)期。同樣，當(dāng)使用反向偏置的 SiC 器件作為變?nèi)荻O管時(shí)，也發(fā)現(xiàn)損耗高于預(yù)期。